Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til stabilisering av et analogfilter, spesielt ved omforming av digitalsignaler til analogsignaler, hvor et analogt inngangssignal filtreres gjennom analogfilteret for å generere et første utgangssignal.

Oppfinnelsen angår også et integratorledd i et intergrerende analogfilter til utførelse av fremgangsmåten, hvor analogfilteret omfatter et integratorledd.

Videre er det beskrevet en anvendelse av oppfinnelsen for å stabilisere analogfiltere i digital til analogomformere.

Ved omforming av digitalsignaler til analogsignaler er det kjent å benytte en rekke forskjellige former for analogfiltre med tanke på å oppnå forskjellige lavpasseffekter. Slike filtre har imidlertid også en rekke uønskede effekter. Dette kan f.eks. være /ikke-lineære faseforløp, at enkelte frekvenser gjengis med gal amplitude eller at utgangssignalet fra et digitalt kontrollsystem ikke er nøyaktig nok for det tiltenkte kontrollformål. Generelt er det en kjensgjer-ning at filtrering i kontinuerlig tid og amplitude påvirkes av ustabiliteter i analogfiltrene. Dette er et vanlig problem innen de forskjellige anvendelser som f.eks. digital lydreproduksjon eller numerisk styring av hydrauliske systemer.

De følgende publikasjoner er relevante for å gi et innblikk i teknikkens stand for det tekniske område oppfinnelsen angår.

US-patent 5,307,064 viser en digital til analogomformer med et første trinn hvor den ene av to D/A-omformere arbeider forsinket i forhold til den andre, og hvor i et etterfølgende trinn differansen mellom de to signalene integreres for å danne et analogsignal.

JP 60-31314 viser en kobling med svitsjing mellom flere kapasitanser i et integrerende filter.

US-patent 5,245,344 omtaler en D/A-omformer som omfatter en delta-sigma modulator og et fjerdeordens svitsjet integrerende filter etter DA-omformingen.

US-patent 5,008,674 viser et transversalt filter hvor filterforsinkelsene er realisert før konverteringen til analogt signal, der fortrinnsvis svitsjede integrator-teknikker er benyttet.

US-patent 5,323,158 viser en D/A-omformer med flere svitsjede integratorledd.

US-patent 4,968,989 viser en utførelse av et svitsjet integrerende filter på utgangen av en D/A-omfoming, med konsentrasjon på svitsjeutformingen til filteret.

US-patent 5,420,585 viser et analogfilter til en D/A-omformer som består av en seriefølge av integratorledd (n'te orden).

For å unngå de ovennevnte ulemper har det vært tatt i bruk forskjellige digitale løsninger. Disse kan eksempelvis bestå i å oversample signalet digitalt før omformingen fra digitalt til analogt format skjer. Dermed reduseres behovet for lavpassfiltrering, men fortsatt vil utgangssignalet ha høy frekvenskomponenter på grunn av at selve omformingen skjer før en eventuell analogfiltrering.

Hensikten med oppfinnelsen er å unngå de ovennevnte og andre ulemper ved bruk av analogfiltre ved omforming av signaler fra digitalt til analogt format.

Spesielt er det en hensikt å kunne kombinere digitalfilterets stabilitet med analogfilterets oppløsning Ytterligere er det en hensikt å kunne eliminere virkningen av analogfilterets ustabilitet og unøyaktighet samt å undertrykke digitalfilterets manglende evne til å arbeide kontinuerlig.

Endelig er det en hensikt med oppfinnelsen er å kunne benytte ustabile analogfiltre med forskjellige ønskede egenskaper uten at analogfiltrenes ustabilitet svekker den totale ytelse til systemet som analogfiltrene inngår i.

De ovennevnte hensikter og andre fordeler oppnås i henhold til oppfinnelsen med en fremgangsmåte som er kjennetegnet ved å realisere et ideelt filter, å generere et annet utgangssignal fra det ideelle filter, å generere et feilsignal ved å subtrahere det første utgangssignal fra det annet utgangssignal, og å addere feilsignalet i form av et kompensasjonssignal til analogfilterets inngangssignal i motfase, slik at utgangssignalet fra analogfilteret konvergerer kontinuerlig mot en idealverdi.

For utførelse av fremgangsmåten er det ifølge oppfinnelsen frembragt et integrerende analogfilter som omfatter et integratorledd, i form av en forsterkende integrator med gitt tidskonstant, hvor integratorleddet forsterker et analogt inngangssignal mottatt på en første inngang og et tilbakekoblet signal mottatt på en annen inngang, og som avgir et analogt utgangssignal til en tidsdiskretiseringsenhet forbundet med integratorens utgang, idet filteret er kjennetegnet ved at tidsdiskretiseringsenheten utgjør to sampel- og holdkretser som henholdsvis vekselvis sampler og holder det analoge utgangssignal korrigert med feilsignalet, at tidsdiskretiseringsenhetens utgang innbefatter en velger som vekselsvis velger utgangene på hver sampel- og holdkrets for derfra å avgi et tidsdiskretisert samplet signal, slik at den ene sampel- og holdkrets sampler, mens den annen sampel- og holdkrets holder, at velgeren er forbundet med en inngang på en adderer som over en annen inngang mottar et analogt referansesignal som representerer analogfilterets ideelle utgangssignal i motfase og derav genererer et feilsignal som differansen mellom det samplede signal fra den valgte sampel- og holdkrets og referansesignalet, at addererens utgang som avgir det genererte feilsignal, er forbundet med den annen inngang på integratoren og dermed danner det nevnte tilbakekoblede signal, og at det av integratoren avgitte utgangssignal omskriver det tidsdiskretiserte, samplede signal avgitt av sampel- og holdkretsene og konvergerer kontinuerlig mot en idealverdi.

Spesielt er det angitt en anvendelse av fremgangsmåten i følge oppfinnelsen for å stabilisere analogfiltere i digital til analogomformere.

Oppfinnelsen skal nå forklares nærmere i tilknytning til utførelseseksempler og med henvisning til den ledsagende tegning, hvor

fig. 2 viser analogfilteret på fig. 1 implementert som en interpolerende digital/analogomformer,

fig. 3 viser en praktisk implementering av filteret på fig. 1 i form av et integrerende analogfilter,

fig. 4 viser filteret på fig. 2 implementert som en seriekobling av flere analogfiltre, og

fig. 5 viser blokkskjemaet for en digital/analogomformer hvor fremgangsmåtene og filteret i henhold til oppfinnelsen kommer til anvendelse.

På tegningen angir henvisningstall med bokstaven d som prefiks signal-behandlende komponenter, i en passiv komponent og s et signal, idet samme henvisningstall på samtlige figurer betegner den samme komponent eller det samme signal.

Generelt består fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen til stabilisering av et analogfilter i å skaffe et referansesignal som utgangssignal fra et analogfilter som er en ideell representasjon av det eventuelt ustabile, benyttede analogfilter. Inngangssignalet til analogfilteret går igjennom begge filtre, mens utgangssignalet fra det eventuelt ustabile analogfilter subtraheres fra utgangssignalet fra det ideelle analogfilter på et naturlig tidspunkt t = n • tø. Resultatet av denne subtraksjon er en firkantpuls som i det følgende skal betegnes som feilsignalet. Dette feilsignalet adderes så til inngangssignalet til det eventuplt ustabile analoge filter. Dermed oppnås det at det eventuelt ustabile analogfilter på et naturlig tidspunkt får feilen i sitt eget utgangssignal addert i motfase til sitt eget inngangssignal i neste tidsperiode. Følgelig vil utgangen fra analogfilteret hele tiden konvergere mot en idealverdi.

Foretrukket kan det ideelle filter realiseres som en digital filterfunksjon som på naturlige tidspunkter t = n • to har en numerisk verdi som omformet til spenningsverdier eller eventuelt strømverdier, blir lik eller approksimerer en ideell verdi for eventuelt ustabile filtre og gitt ved de samme naturlige tidspunkter. I praksis kan da fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen til stabilisering av et analogfilter beskrives som følger. Et digitalt inngangssignal til en digital/analogomformer filtreres med en funksjon som er lik den inverse filterfunksjon til analogfilteret. Deretter omformes det digitalfiltrerte signal til et signal på analogt format, slik at det svarer til inngangssignalet til analogfilteret i en generell beskrivelse av nevnte fremgangsmåte. Dette analoge inngangssignal føres deretter gjennom ett eller flere analogfiltre. Filtreringen kan repeteres, og benyttes det flere analogfiltre, kan de ha forskjellige filter funksjoner. For hvert av analogfiltrene beregnes dets ideelle signalutgangsnivå som en numerisk funksjon av naturlig tid på analogfilterets inngang. For hvert av disse tidspunktene t = n • tø genereres også en tidsdiskret utgave av analogfilterets utgangssignal. Denne holdes i sin tur konstant over tidsperioden tø. Dette signalet som er en firkantpuls med reelle verdier omskrevet av det analoge utgangssignal subtraheres fra den matematisk korrekte representasjon av analogfilterets utgangssignal beregnet for (og omformet på) de samme tidspunkter t. Resultatet av denne subtraksjonen vil også være en firkantpuls med reelle verdier og legges så til det eventuelt ustabile analogfilterets inngangssignal som et feilsignal som inneholder analogfilterets feil ved foregående naturlige tidspunkt t - tø, men i motfase.

For ytterligere å forklare fremgangsmåten til stabilisering av et analogfilter skal det vises til fig. 1. Signalkilden dl avgir et inngangssignal sl som her er en funksjon I/(t) av sann tid. Inngangssignalet sl kan formateres i en formateringsenhet d9 ved hjelp av en funksjon Gi, eksempelvis en multipli-kasjon med konstant, slik at det fås et formatert inngangssignal s2 som gis til en inngang på addereren dl 1. Addereren dll avgir et utgangssignal s3 som er summen av inngangssignalet s2 og et kompensasjonssignal sil som skal omtales nærmere i det følgende. Signalet s3 leveres til inngangen på det eventuelt ustabile analogfilteret d8, idet d2 representerer et ideelt analogfilter hvor inngangssignalet og utgangssignalet er funksjoner av sann tid og den ideelle filterfunksjon er gitt uspesifisert ved funksjonen F(). Ustabiliteten til analogfilteret d8 fremkommer ved tilfeldige signaler s4 og s7 som på fig. 1 er vist addert henholdsvis til inngangssignalet s3, slik at det som inngangssignal til det ideelle filter d2 fås et signal s5, og som et annet tilfeldig signal s7 som adderes til utgangssignalet s6 fra det ideelle filteret d2. De tilfeldige signaler s4 og s7 er begge funksjoner av sann tid, henholdsvis Ri(t) og R₂(t)-Utgangssignalet s8 fra analogfilteret d8 er generelt betegnet som et utgangssignal som også er en funksjon O(t) av sann tid. Funksjonene Ri(t) og R₂(t) er således tilfeldige funksjoner som beskriver feilen til analogfilteret d8 og avhenger av typen av analogfilter som benyttes, slik at de ikke er eksplisitt gitt. Inngangssignalet s2, dvs. det formaterte inngangssignal, føres til en inngang på referansesignalgeneratoren d7 og behandles der først i et ideelt filter d4, også med filterfunksjonen f(), idet utgangssignalet s 12 fra d4 gis til inngangen på en tidsdiskretiseringsenhet d5 som konverterer signalet s 12 til et signal sl3 som er en funksjon av naturlig tid t = n ■ tø og med reell amplitude. Funksjonen til tidsdiskretiseringsleddet d5 er slik at dets utgangssignal sl2 holdes konstant over perioden tø. Deretter stiger utgangssignalet sl3 momentant til inngangsverdien (signalet sl2) på tidsdiskretiseringsenheten d5 ved neste naturlige tidspunkt t + tø. Det ideelle filter d7 gir matematisk korrekte utgangsverdier sl3 ved naturlige tidspunkter t = n • tø. Utgangssignalet s8 fra det mulige ustabile filter d8 føres samtidig til et tidsdiskretise-ringsledd d3 hvor det omformes til et diskret utgangssignal s9 som er en funksjon av naturlig tid t = n • tø og med reell amplitude. Tilsvarende gjøres, som nevnt, også i tidsdiskretiseringsenheten d5. Det tidsdiskretiserte utgangssignal s9 fra tidsdiskretiseringsenheten d3 som forsinkes med inntil en periode t_Q, omskrives således av utgangssignalet s8 og føres til en adderer dlO som genererer et feilsignal slO ved å addere det tidsdiskretiserte signal s9 til det tidsdiskretiserte signal sl3. Det diskrete referansesignal s 13 skal være tilpasset det tidsdiskrete utgangssignal s9 og ikke nødvendigvis det analoge utgangssignal s8. Dersom tidsdiskretiseringsenheten d3 forsiker signalet s9, må også referansesignalet sl3 forsinkes. Det skal bemerkes at det tidsdiskretiserte signal s9 vil ha motsatt fortegn av det tidsdiskretiserte signal sl3, slik at feilsignalet slO i realiteten er differansen mellom signalene sl3 og s9. Feilsignalet slO kan nå behandles med en funksjon G₂ i enheten d6, som foretrukket kan være en forsterker. Det kan nevnes at den interne forsterkning i filtrene'd2 og d4 vil påvirke verdiene til funksjonene G_\ og G₂, men den rekkefølge Gi og G₂ kommer i, er for så vidt likegyldig.

Feilsignalet slO forsterkes med andre ord foretrukket i komponenten d6, og det fås et formatert feilsignal som utgjør kompensjonssignalet sli. Dette formaterte feilsignal eller kompensjonssignalet sil adderes til det formaterte inngangssignal s2 i addereren dl 1 slik at inngangssignalet s3 til det eventuelt ustabile filter d8 fås.

Slik fremgangsmåten er realisert på fig. 1, vil feilen til analogfilteret på et naturlig tidspunkt t holdes konstant og føres tilbake til filterets inngang som en konstant over hele den påfølgende periode tø frem til det naturlige tidspunkt t + tø.

Det skal forstås at addererne dlO og dll vil addere eller subtrahere alt ettersom henholdsvis referansessignalet s9 og kompensasjonssignalet sil er i motfase eller i fase. Ved et integrerende analogfilter implementert på vanlig måte, nemlig i form av en operasjonsforsterker med en kondensator i tilbakekoblingen, fås et fortegnsbytte i utgangssignalet fra analogfilteret, slik at addisjonen i addererne dlO, dll kan skje direkte. Fig. 2 viser filteret på fig. 1 implementert som en interpolerende digital/analogomformer. Her kan analogfilteret d8 eksempelvis være et ustabilt analogfilter med de ønskede egenskaper eller representere et unøyaktig mekanisk system. I det siste tilfelle vil filterfunksjonen F () representere tilstandsfunksjonen i det mekaniske system. Følgelig må altså referansessignalet sl3 forholde seg til denne representasjonen. Signalkilden dl (SRC) er i likhet med signalkilden dl på fig. 1 en ordinær digital/analogomformer, mens d2 er det ideelle analogfilter med filterfunksjonen F ( ) uspesifisert.

Signalkilden dl (SRC) og en referansekilde ål er her realisert som vanlige digital/analogomformere. Det ideelle analogfilter d2 har igjen den ideelle funksjon F(), mens d3 tidsdiskretiserer utgangssignalet s8 fra analogfilteret d8. Den forsterkende enhet benyttes som i utførelsen på fig. 1, til å formatere feilsignalet slO med en funksjon G₂ til et kompensasjonssignal sl 1. På fig. 2 er komponenten d9 som eksempelvis realiserer en forsterkning med funksjonen G_\ utelatt, da en eventuell formatering eller forsterkning av inngangssignalet sl implisitt kan gjøres under digital/analogomformingen i digital/- analogomformeren dl (multipliserende D/A-omformer). Signalet s2 blir da et formatert kildesignal jeller inngangssignal til analogfilteret d8. I addereren dl 1 adderes kompensasjonssignal et sil til signalet s2 og det summerte signal s3 er dermed det kompenserte inngangssignal til det eventuelt ustabile analogfilter d8. Det ustabile analogfilter d8 er sammensatt på tilsvarende måte som på fig. 2, nemlig ved det ideelle filter d2 og to i analogfilteret d8 forekommende tilfeldige funksjoner Ri(t) og R_2OO som genererer respektive tilfeldige feilsignaler s4 og s7. Utgangssignalet s8 fra analogfilteret d8 tidsdiskretiseres i tidsdiskretiseringsenheten d3, og det fås derfra et diskreti-sert referansesignal s9 som holdes konstant over perioden tg og omskrives av utgangssignalet s8. Ved hjelp av en algoritme beregnes det hvilken ideell eller tilnærmet ideell numerisk verdi signalet s8 ville hatt dersom analogfilteret d8 var ideelt og hadde samme tidsdiskretisering. Dette beregnede ideelle og tidsdiskretiserte signal slO utgjør et ideelt referansesignal som adderes til det tidsdiskretiserte referansesignal s9 i addereren dlO. I praksis skjer det her en subtraksjon på grunn av fortegnsbytte i referansesignalet s9, og den differanse som fås, utgjør feilsignalet slO. I komponenten d6 multipliseres så feilsignalet med en funksjon G₂ som er større enn null. Det forsterkede eller formaterte feilsignal, det vil si kompensasjonssignalet sil, adderes så i addereren dl 1 igjen til det kompenserte inngangssignal s2, slik at addereren dl 1 på sin utgang genererer det formaterte inngangssignal s3 til analogfilteret d8. På denne måte adderes det eventuelt ustabile analogfilters feil på et naturlig tidspunkt t i motfase til dets inngangssignal under hele påfølgende periode tø frem til tidspunktet t + tø.

Fig. 3 viser en praktisk realisering av analogfilteret til utførelse av fremgangsmåten som et integrerende analogfilter med et integratorledd. På fig. 3 er signalkilden dl (SRC) og referansegeneratoren dl (REF) som på fig. 2 vanlige digital/analogomformere. Motstandene d6 og d9 utgjør sammen med kondensatoren il forsterkende enheter som svarer til en spenningsintegrator. Tidsdiskretiseringen skjer i tidsdiskretiseringsenheten d3 som omfatter to operasjonsforsterkere dl2, dl3 forbundet med respektive brytere i2 og i3 som mottar utgangssignalet s8 og fra integratoren d8 utfører en sampling av dette ved henholdsvis operasjonsforsterkeren dl2 eller dl3. Operasjonsforsterker-nes dl2, dl3 utganger er ført til en velger i4 som velger den av operasjonsforsterkeren dl2, dl3 som gjennom en hel periode to holder det sist oppda-terte og samplede inngangssignal som i praksis ville svare til signalet s8 på fig. 1 og 2. Fra velgeren i4 fås med andre ord et tidsdiskretisert referanses-signal s9 som gis til a'ddereren dlO og der adderes til utgangssignalet sl2 fra referansegeneratoren dl. Tidsdiskretiseringen skjer på den måte at velgeren i4 mottar utgangssignalet s8 fra integratoren d8, mens operasjonsforsterkeren dl2 over den sluttede bryter i2 lader opp kondensatoren i5 inntil neste naturlige tidspunkt t + to. Da velger velgeren i4 utgangssignalet fra dl2, mens bryteren i2 samtidig åpnes. I denne påfølgende periode to er bryteren i3 sluttet og kondensatoren i6 lades opp. Følgelig realiseres tidsdiskretiseringsenheten d3 av to sampel- og holdesystemer, hvorav det ene sampler, mens det andre holder. Integratoren d8 som vist på fig. 3, det vil si det integrerende analogfilteret, er kjent for at inngangssignalet fasevendes. Følgelig fasevender også signalkilden dl og kildesignalet sl er derfor i motfase til inngangssignalet på signalkilden dl. Kildesignalet eller inngangssignalet sl integreres med en tidskonstant som er bestemt av motstandene d9 og d6 og får til dette addert feilsignalet slO med en tidskonstant som er bestemt av addereren dlO som mottar referansesignalet s9 fra tidsdiskretiseringsenheten d3, og motstanden d6. Det ideelle, tidsdiskretiserte referansesignal sl3 genereres tilsvarende som på fig. 2 av referansegeneratoren dl (REF) og adderes til referansesignalet s9 i addereren dlO for å generere utgangssignalet slO. Addereren dlO kan her være realisert som en variabel motstand, slik at forholdet mellom forsterkningen av det tidsdiskretiserte utgangssignal, dvs. referansesignalet s9 og det ideelle referansesignal sl3 kan kalibreres. Feilsignalet slO har allerede motfase fordi integratoren som svarer til det ideelle filter d2 i det eventuelt ustabile analoge filter d8 som her realisert, fasevender som ovenfor omtalt, og det gjør også referansegeneratoren dl.

Kort sagt utgjør det eventuelt ustabile analoge filter d8 på fig. 3 en strømin-tegrator, mens både inngangssignalet sl og feilsignalet slO er spenninger. Vektingen av inngangssignalet sl og feilsignalet slO bestemmes av motstandene d6, d9 slik at utgangssignalet s8 blir summen av de vektede tidsinte-graler til inngangssignalet sl og feilsignalet slO. Da integratorleddet d8 selv fasevender, er det ikke nødvendig med en eksplesitt fasevending av feilsignalet slO for å generere kompensasjonssignalet sil. Derimot må det ideelle referansesignal sl2 ha motsatt fase av utgangssignalet s8, slik at det vektede gjennomsnitt av referansesignalet s9 som genereres i addereren eller den variable motstand dlO og referansesignalet sl3 tilnærmet blir lik en spenning på 0 volt.

Ved fremgangsmåten til stabilisering av et analogfilter d8 kan analogfilteret d8 fordelaktig være en seriekobling av flere analogfiltre d8i...d8_n, slik at det for hver av disse analogfiltre d8i...d8_n beregnes et ideelt utgangssignal sl2i...sl2_n, eventuelt tids som s 131,..sl3n. De enkelte seriekoblede filtre d8i...d8_n kan da ha forskjellige filterfunksjoner. En slik seriekobling av flere analogfiltre kan f.eks. være basert på å koble sammen uavhengig stabiliserte integratorer. Også andre sammenkoblinger kan benyttes. Feilsignalet sl Ok fra et analogfilter d8_k i seriekoblingen kan da adderes til inngangssignalet s2 til et eller flere av de øvrige filtre d8...d8j_<_i; d8k+i...d8k;+i i seriekoblingen. Dette er vist på fig. 4 som gjengir en sammenkobling av tre analogfiltre, og hvor feilsignalet slO fra et av analogfiltrene inngår i kompensasjonssignalet sil til de øvrige analogfiltrene. I praksis bygger utførel-sen vist på fig. 4 på implementeringen på fig. 2, og bortsett fra seriekoblingen, skjer signalbehandlingen med de samme signaler og de samme komponenter som på fig. 2. Da hvert av analogfiltrene d8₁, d8₂, d8₃ på fig. 4 kan ha innbyrdes forskjellige filterfunksjoner, vil tilsvarende de ideelle referan-sesignaler sl2;sl3 fra referansegeneratorene dl_\, dl₂, dl_^ også være forskjellige.

Referansesignalene sl2;sl3 kan i tillegg bidra til filtreringen i et eller flere av de øvrige filtre. Det er med andre ord mulig å benytte en seriekobling av flere analogfiltre med separat stabilisering, men slik at feilsignalene fra et eller flere av analogfiltrene kan deles av flere av de andre analogfiltrene. F.eks. kan ved sammenkobling av to integrerende analogfiltre feilsignalet fra den første integrator med passende forsterkning adderes til feilsignalet i den andre integrator for å forbedre systemets ytelse. Generelt kan dette være av betydning når man ønsker å benytte et system av seriekoblede analogfiltre med forskjellige filterfunksjoner, og hvor stabiliseringen av hvert enkelt analogfilter separat kan resultere i varierende konvergenshastigheter fra filter til filter. Det er da tenkelig at dette kan virke destabiliserende eller føre til oscillasjoner i et enkelt filterledd, og en fordeling av kompensasjonssignale-ne fra hvert enkelt av filtrene i seriekoblingen til hvert av de øvrige filtre i seriekoblingen kan bidra til en utjevning av konvergenshastighet og mulige tendenser til oscillasjon.

Ved en fremgangsmåte i henhold til oppfinnelsen for omforming av digitalsignaler til analogsignaler er analogfilteret stabilisert som angitt ovenfor, og det benyttes i analogfilteret integratorledd som ovenfor omtalt. Digital/- analogomformingen skjer da ved at digitalsignalet differensieres minst to ganger før omformingen til en analogsignal som integreres tilsvarende mange ganger. Digitalsignalet differensieres numerisk slik at verdien av den deriverte av differensialsignalet på et gitt tidspunkt t blir lik differansen mellom to umiddelbart forutgående digitalsignaler, idet forskjellen i tidsin-tervallene mellom påfølgende digitalsignaler kompenseres. Digitalsignalene kan fordelaktig modifiseres og oversamples slik at ekstremverdier av digitalsignalet genereres minst to ganger før digitalsignalet differensieres.

En slik fremgangsmåte til digital/analogomforming kan realiseres i et digital/analogomformersystem som vist på fig. 5, Digital/analogomformer-systemet omfatter her en digitaldel D med to differensiatorledd Dl, D2 forbundet i serie og en analogdel A som tilsvarende omfatter 2 integratorer 1₁,1₂ forbundet i serie, idet integratorene 1₁; I₂ svarer til integrerende analoge filtre d8j; d8₂, jf. fig. 2 og 4. Integratorene l\ ;l2 har hver 2 innganger. Integratoren l_\ og I₂ er forbundet med digitaldelen D over, multibits digital/analogomformere Cl, C2, C3 og mottar henholdsvis et analogt utgangssignal s2\ ; s2₂, på den første inngang, idet inngangssignalet s2_\ til integratoren I₂ svarer til utgangssignalet s8j fra integratoren I_[. Utgangssignalet s8 j (s2₂) fra den første integratoren Ij utgjør et lineært interpolert signal. Utgangssignalet _S8₂ fra integratoren I₂ utgjør et parabolsk interpolert signal. Digital/analog-omformerne Cl, C2, C3 er konvensjonelle multibits omformere som gir ut en trappetrinnspuls. Integratorene l_\, I₂ mottar henholdsvis et referansesignal sl3j;sl3₂ fra tidsforsinkelsene T\ ;T2 i digitaldelen på sine andre innganger. Tidsforsinkelsen av referansesignalet s 13 j,s 132 skjer dermed før digitalsignalene omformes til spennings- eller strømpulser og vil kunne endre seg avhengig av hvordan selve tidsstyringen i det analoge system gjennomføres. De multibits digital/analog-omformere Ci,C₂,C₃ kan også invertere avhengig av hvilke signaler som må fasevendes for å passe til analogkretsene som er benyttet i integratorene I\, l2-

Ved fremgangsmåten til stabilisering av et analogfilter eller fremgangsmåten til digital/analogomforming i henhold til den foreliggende oppfinnelse kan signal/støyforholdet bedres ved å benytte variabel forsterkning. I praksis betyr dette at dersom et digitalt generert signal skal benyttes som inngang til en analog krets og dette digitalsignal har lav amplitude, kan det multipliseres eller divideres digitalt i analogkretsen. En algoritme detekterer da om analogkretsens utgangssignal ligger under en bestemt terskelverdi. I så fall multipliseres det med en konstant, gjerne ved skifte av bit. I tillegg benyttes et signal som styrer en variabel forsterkning, konvertering fra strøm til spenning osv. på analogsiden. Det er da viktig at henholdsvis digitalproduk-tet og analogproduktet ikke forandrer seg når det veksles mellom forskjellige forsterkninger. Årsaken til at dette er ønskelig ved digital/analogomforming er at basisomformerne som kan være R-2R-nettverk eller lignende ofte har en feil tilsvarende en halv minst signifikant bit (LSB). Dette gjør at signal støyforholdet forverres drastisk når amplituden reduseres. Ved bruk av en digital/analogomformer og en forsterker med variabel forsterkning vil det dermed være mulig å få ut flere signalnivåer enn digital/analogomformeren alene kan gi.

Når signalene har lav amplitude er det også mulig å bedre oppløsningen ved å splitte opp omformingen av de forskjellige bitene. Eksempelvis kan et 20 bits signal hvis signaler omkring + 1 LSB er svært støybefengt, omformes i to separate omformere, en omformer for de øverste 10 bit og en for de laveste 10 bit og deretter å vektes eksternt utgangssignalene fra disse omformere forskjellig. I hver av omformerne skiftes bitene opp slik at de laveste bit får verdien "0". Er omformerne spenningsomformere, kan det mellom dem være anordnet en variabel motstand og en spenningsfølger på dennes utgang slik at det fås en analogkompensasjon for bitskiftet.

Endelig kan det ved fremgangsmåten til stabilisering av et analogfilter benyttes et ytterligere filter på feilsignalet slO før det eventuelt formateres og føres til inngangen på analogfilteret. Dette avhenger av hvilken funksjon analogfilteret skal implementere. Det er tenkelig at funksjonen som anvendes på feilsignalet sl0 for å generere kompensasjonssignalet sil, må være slik at utgangssignalet s8 blir summen av integralet av feilsignalet slO og filterfunksjonen anvendt på inngangssignalet s2. Dette er sannsynlig fordi feilsignalet er en likestrømsverdi over en tidsperiode tø og tidsintegralet av denne verdi skal over tidsperioden tø endre utgangssignalet med samme verdi som feilen hadde ved begynnelsen av tidsperioden tø (første ordens konvergens). Hvis filteret som ønskes stabilisert, har en annen filterfunksjon enn et tidsintegral, kan det være nødvendig å filtrere feilsignalet før det dukker opp på analogfilterets inngang. Denne ekstra filterfunksjon som kan anvendes på feilsignalene kan f.eks. spesifikt være en integralfunksjon dividert med funksjonen til det kompenserte analogfilter. Fasevending er da ikke tatt i betraktning.

Spesielt kan fremgangsmåtene i henhold til oppfinnelsen anvendes ved reproduksjon av en digitalt lagret lydkilde. Det er da å vise fordelaktig å benytte to integrerende analogfiltre som stabiliseres separat. To integratorer koblet i serie som mottar et digitalt to ganger differensiert signal kan betraktes som et konvolusjonsfilter med kontinuerlig oppløsning anvendt på det digitale inngangssignal som er omformet i opprinnelig og ikke dobbelt differensiert format. Når det endelige utgangssignal 0 (t) fremkommer som ved en dobbeltintegrasjon av en firkantpuls i en digital/analogomformer, blir den førstederiverte av utgangssignalet 0 (t) av t kontinuerlig og utgangssignalet følgelig også selv kontinuerlig uten plutselige sprang i amplitude eller amplitudens forandringsrate.

Fremgangsmåten til stabilisering i henhold til oppfinnelsen kan også benyttes til styring av et mekanisk system. Analogfilteret kan da betraktes som en sensor som måler tilstanden til det mekaniske system og ikke som systemet selv. Det forutsettes da at responsen har en invers funksjon og lav hysterese.

Generelt kan fremgangsmåten til stabilisering og analogfilteret i henhold til den foreliggende oppfinnelse benyttes i prosesskontroll, særlig av prosesser som i en eller annen form opptrer som et integral og derfor er blitt betraktet som ustabile.